数字交流电源在坦克中的应用

图文并茂解析变压器各种绕线工艺！

摘要

针对坦克中交流电源变流机存在的质量大、噪音大、效率低等不足，研制了一种采用PWM 技术的数字交流电源。系统的升压部分采用高频推挽正激变换技术，逆变部分以DSP为控制核心，采用电压空间矢量算法生成SP—WM 波形。实验结果表明：所设计的交流电源体积小、质量小、噪音小、效率高、正弦性好，能满足使用要求。关键词：坦克；交流电源；升压逆变电源虽然变流机存在体积大、质量大、噪声大、效率低等不足，但其应用时间长，可靠性高，因此，坦克上的交流电源仍采用变流机。变流机是一种电机一发电机的模式，将直流24 V变换为400 Hz、36 V的三相交流电。随着微处理器技术、电力电子技术的发展，采用PWM技术的数字交流电源已得到广泛的应用。笔者设计的是一种以DSP为控制核心的数字交流电源，系统控制结构如图1所示。

1 升压电路设计

坦克电源为直流24 V，所需的交流电有效值为36 V，所以有必要在逆变之前将直流电源升压。升压电路采用DC-DC推挽正激拓扑结构，其主电路结构如图2所示。

推挽功率变换拓扑结构的优点是：变压器双向磁化，磁芯利用率高；推挽电路输入侧开关元器件较少，电压降较小，可提高输入电压的利用率；输出采用全桥整流方式，可减小整流二极管的耐压值，同时也可降低对变压器绕制工艺的要求。

1．1 钳位电容参数计算

由推挽正激电路的工作原理可知，电容C的作用十分关键：开关管T1、T2关断的瞬间，电容C吸收绕组L 1、L2漏感的部分能量，减少开关管上的尖峰电压；开关管T1、T2导通时，电容C的能量释放到负载，提高了能量转换效率；开关管T1、T2都不导通时，电容c保持了从电源吸收能量的电流，减小输入电流脉动。一般而言，电容的取值范围为

式中：Po为输入功率；D为占空比；Ts为功率管的开关周期；Vin 为输入电压。本文选定C=10μF。

1．2 升压控制电路设计

为提高系统的控制精度、动态响应速度和可靠性，控制电路采取了带逐脉冲比较控制的双闭环控制方式，控制结构框图如图3所示。

在双闭环控制结构中，外环的电压控制器采用了PID控制方式，以保证输出电压的无静差调节。内环采用电流型控制模式，可以对原边电流进行逐脉冲检测，一方面可以提高控制的响应速度及可靠性，另一方面可以抑制推挽电路容易出现的偏磁现象：当推挽变压器发生偏磁时，两原边的瞬时电流在若干周期逐渐不对称，通过对原边电流取样进行检测，检测后的信号再经控制电路进行比较和调制，从而控制对应开关器件的导通时间，电流大的器伟辱通时间缩短，电流小的器件导通时间延长，最终使两原边电流峰值趋于相等，从而解决变压器的偏磁问题。

1．3 原、副边匝数比的选择

变压器匝数比主要由其输入电压、输出电压和电源工作的占空比决定。本设计的升压装置正常工作时输入电压范围为直流22～29 V，输出电压可调范围为直流50±3 V。考虑实际电路中存在副边整流二极管压降，原、副边线圈电阻压降以及开关器件导通压降等，设计中副边输出电压取最大值为53V，原边输入最低电压为22 V，开关器件最大占空比

Dmax≈85%，，这样实际确定的变压器变比为

2 三相逆变电路设计

2．1 逆变电路结构选择

系统逆变部分主控芯片采用TMS320LF2407，逆变部分控制结构如图4所示。系统设置有CAN总线接口，通过总线可实现电源与外接设备的通讯；操控和显示单元主要实现对逆变电路的操纵和信息的显示。逆变电路原理如图5所示。

逆变部分的功率器件采用IRFB20N12D 型MOSFET，该功率管的最大耐压值为200 V，最大电流为20 A。驱动电路采用IR2130，IR2130为六输出高压栅极驱动器。该芯片电路基于自举驱动方法，驱动信号延时为ns级，最大开关频率较高。

2．2 SVPWM 的生成

SVPWM 由TMSLF2407产生，与其他PWM技术相比，SVPWM技术具有直流电压利用率高、谐波少等优点，在交流调速等领域具有广泛应用。

系统采用的PWM 频率为16 kHz，对于采用三相电压型逆变器而言，逆变器输出的相电压由逆变器三相桥臂功率管的开关状态决定。如把上桥臂功率管导通用“1”表示，关闭用“0”表示，并按ABC相序依次排列，则上桥臂工作状况用功率管的开关状态表示为100、110、010、011、001、101、111、000八组数据，如图6所示。对应的电压矢量分别表示为V0(000)，⋯ ， V7(111)，其中V0(000)和V7(111)为零矢量；V1(001)，⋯ ，V6(110)为有效的电压矢量，而合成电压的调制就是利用它们的线性组合，以获得更多的与V0，⋯ ，V7不同的合成电压，从而使逆变器输出不同的电压。

2．3 滤波电路参数设计

逆变器的输出为SPWM 波形，需采用LC滤波电路抑制其中的低、高次谐波，以提高输出电压波形的质量。通常，增加滤波器电感量可以更好地抑制低次谐波，但电感量的增加也使其体积和质量增加，而且滤波电感越大，电感电流变化越慢，动态时间越长，波形畸变越严重。滤波电容和电感一起滤除输出电压中的高次谐波。电容越大，输出纹波越小，但电容增大的同时，逆变器的无功电流也会增加，增加了逆变器的电流容量，系统效率降低。因此，在设计滤波器参数时，要综合考虑。

选择逆变器输出滤波器的截止频率fc远远低于逆变器输出频率fs，一般取 fc=fs／10=1．6 kHz

本文设计中，取ρ=0．6RL，计算后，取L=0．4 mH，C =25μF。

3 实验及结论

设计的交流电源输入功率为200 W，系统带阻性负载时的推挽正激开关管波形和输出的正弦电压波形如图7、8所示。

由图7可以看出：开关管两端的波形尖峰电压较少。由图8可以看出：输出的电压频率为400 Hz，波形具有良好的正弦性，失真畸变较小。经实车实验，满足坦克上的使用要求。