开关电源元器件的选型

开关电源共模电感计算其实并不难！

引言

开关电源在选定电路拓扑以后，就要进行电路设计。根据技术规范计算电路参数，再根据电路参数选择电路元器件。整个电路设计主要是正确选择元器件。而元器件有各自的属性：电压、电流、功率以及时间参数。但在教科书中很难找到电路设计计算参数与元器件参数之间的关系，不知如何选择恰当的元器件。例如你计算出电阻上损耗是0.7W，你就选一个1W电阻。如果电路中电阻消耗的功率是1W的很短脉冲，并不需要1W定额的电阻。但是你怎样确定一个0.5W或0.7W电阻就可以承受这样的脉冲呢？

在开关电源中很多像这样的元件选择问题。这样的问题一般是靠经验，或向有经验的人求教，当然查阅手册是免不了的。这里介绍开关电源中常用元器件使用中的问题，以供读者参考。

1 电阻

电阻是最常用的电子元件，选择时还应当注意如下事项。

1.1电阻的类型

按电阻材料分，目前在电子电路中使用的电阻有碳质电阻、碳膜电阻、金属膜电阻、金属氧化膜电阻、线绕电阻、压敏电阻和温度电阻（PTC－正温度系数，NTC－负温度系数）。电阻的一般特性如表1所示

表1 电阻阻值范围和温度特性

碳值电阻使用最早，功率等级相同其体积比金属膜电阻大，今天还比金属膜贵。金属膜电阻与碳值电阻具有相同的频率相应。金属氧化膜与金属膜电阻相似，但温度系数比较大。还有线绕电阻。尺寸从体积较小的1W电阻到1kW的可变电阻。这些电阻之所以称为线绕电阻是因为它是用高阻的电阻丝绕成的，通常绕在一个瓷管上，可以想象为一个螺管线圈，因此它具有一定的电感。它也可用相等匝数相反方向绕，这种线绕电阻具有很小的电感量，通常称为无感电阻。线绕电阻能承受更大的脉冲功率。表2列出了各种电阻和应用场合。

表2 主要电阻选择指南

1.2电阻值与公差

电路设计时，有时你计算出电阻值为15.78kΩ，87.45Ω。这些怪异电阻值有标称值吗？实际上。电阻的标称值近似以10进对数分布的，如1kΩ,10kΩ等。根据公差不同，有不同的10进电阻标称值。

以前使用得最多的是公差5%的电阻。标称值如表3所示，例如标称值1.2，表示1.2Ω，12Ω，120Ω,1.2kΩ，12kΩ,120kΩ,1.2MΩ等等。但是，今天插件的1％电阻也比较便宜，并最容易买到。没有理由不采用1％电阻。一般以色圈表示电阻的阻值、公差，有些还表示可靠程度。电阻色环意义如图1所示。

表3 公差为5％电阻标称值

图1电阻色码意义

1，2，3环色环黑棕红橙黄绿兰紫灰白分别为0～9－数字环和方次。4环公差5％为金色，10％为银色。1％，2％，3％，4％分别为棕红橙黄。5环表示1000小时损坏％，棕红橙黄分别表示1，0.1,0.01和0.001.

产品设计时，采购人员希望元器件品种越少越好，同一标称值元件越多，批量越大，成本越低。在小功率控制与保护电路中，如果没有特殊要求而又对电路性能没有明显的影响，尽量采用相同的标称值，这样可降低电源成本。如果你做一个分压器（即电阻比），其中一个总可以采用10kΩ电阻。

在印刷电路板上可以应用多大电阻？实际上，最大阻值受印刷电路板两点之间的绝缘电阻有关。特别是表面贴装的元件，电阻引线端距离很近，严重时，两端之间漏电流可能达到等效1～10MΩ电阻。因而，你如果要放一个100MΩ到电路中，它与漏电阻并联，最终你只得到1～10MΩ，而不是100MΩ。例如运算放大器的反馈电阻就有相似的问题。所以除了特殊要求，一般避免采用1MΩ以上电阻。如果一定要1MΩ以上电阻（例如从输入电网取得偏置电流，又不希望电流太大）时，可以用多个1MΩ电阻串联，以增加漏电距离。

1.3 最大电压

不管你信不信，电阻有最大电压定额。它并不是功耗决定的，而是电阻可能引起电弧。当采用表面贴装电阻时，这个问题特别严重，因为电阻两端特别接近。如果电压大于100V，应当检查接近高压的电阻的电压定额。如果一个耐压500V的电阻，可靠要求高时，只用耐压的一般，通常采用两个以上电阻串联减少电阻电压定额要求。

1.4 功率定额

大家都知道不会让1/4W电阻损耗1/2W。但什么是1/4W电阻？军方为增加电阻可靠性，不允许电阻损耗大于额定功率的一半（不管碳值还是金属膜）。为了满足这个要求，电阻生产公司供给军用的电阻自己减额，例如，不会让军用电阻损耗功率超过军用电阻定额的70%。这就是说将1W电阻标为0.5W为此某些公司专门生产军用型电阻（即RN55或RN60）总是减额50％。即实际1/2W的电阻他们叫做1/4W，完全搞糊涂了，外观看起来像一个1/4W电阻，你还得仔细查看手册是不是你需要的电阻。

我们让1/4W电阻损耗0.25W，在手册标明电阻能够处理这个功率。然而，太热了－线绕电阻定额工作温度可能为270℃，根本不能触摸，温度太高，并产生较大数值漂移。

军用电阻仅是稳态工作定额的功率一半。

让1W线绕电阻损耗仅1W功率，这种限制仅仅是稳态（即许多秒或更长时间）要求。对于短时间，线绕电阻可以处理比额定功率大许多倍而不损坏。对于其它电阻类型电阻并不如此。你应当严格遵循其最大功率定额，尽管短时间没有问题，例如100mW非线绕电阻损耗100mW功率持续100ms。

1.5 可变电阻

可变电阻是实验室可变功率电阻的一般名称。功率范围在数十瓦到1kW之间，作为可变电阻，可以用滑动臂短接部分线圈电阻，很明显，如果用电阻的一半，也只能损耗一半功率。如果300W变阻器，一半电阻你不能让它损耗大于150W的功率。实际上，你应当根据变阻器功率和阻值计算出变阻器允许的电流，只要允许电流不超过变阻器的电流限值，就大可不必担心调节负载时烧坏变阻器。但是，在调试有时未必能注意到负载电流大小，仍有可能超过电阻功率限值，最好的解决办法是与变阻器串连一个算好功率的固定电阻，这样即使可变电阻调到零，也不会损耗太大。

1.6 电阻的电感

如上所述线绕电阻是有电感的，即使碳膜、金属膜或金属氧化膜等为增加阻值，通常刻成螺旋线增加电阻几何长度，也是具有电感量的。小功率电阻一般用在控制电路中，除非是用来检测电流，一般不注意电阻的电感问题。一般线绕电阻具有一定电感量，在典型开关频率显得感抗相当大，感抗可能大于电阻值，在电流跃变部分出现很大尖峰，不能正确反应电流波形和给出正确的电流读数。

某些制造厂生产一种特殊的线绕无感电阻，具有很低的电感（虽然不为零），当然这种电阻价格稍高些。

1.7 分流器

当要求检测电流时，可以采用霍尔元件、电流互感器。霍尔原理的电流互感器价格太高；电流互感器只是用于检测交流电流或脉冲直流电流的磁性元件。成本虽然比霍尔元件低，但也比较复杂，也不能测量恒定直流电流，测量直流电流通常采用分流器。分流器是一个温度系数几乎为零（锰铜）的金属条。分流器的尺寸按需要定。分流器是一个电阻，也具有电感，这就限制了它的应用。作为例子，100A电流在分流器时满载产生100mV压降，（英美标准满载电流电压是100mV或50mV,中国是75mV）。其电阻为100mV/100A=1mΩ，分流器用金属大约2.5cm长，具有电感为20nH。这样器件的传递函数在频率为f=1mΩ/（2π×20nH）＝8kHz时为零。为减少电感的影响，可以加大检测电压（增加电阻值）或用多个金属条叠装并联来减少电感。在后面将讲到用差动放大消除分流器电感对的信号影响。

有时接在电流通路中的检测电阻比较小，连线电阻（或压降）可以和检测电阻比较，大大影响测量精度，且不易控制。为了减少连线电阻影响，在设计PCB布线时，应当从检测电阻端专门用两根信号线接出电流信号，决不要就近接地，单独引出。为避免单线检测，制造商利用分流器原理生产专用检测电阻－四端电阻，在检测电阻两端再引出两个检测信号线，提供信号输出。

PCB导电线是一段铜箔，当然它也有电阻。有时测量精度要求不高，PCB电路线电阻作为电流检测电阻。在这种情况下，既没有附加大的损耗，也不提高成本。当然，电阻精度由PCB线的尺寸精度决定，应当记住铜的温度系数约为0.4％/℃，温度升高监测电压会随温度增加。如果铜皮厚度为35μm，室温下铜皮线的电阻由如下公式决定

式中l，d－PCB线长度和宽度。如果铜皮厚度为70μm，上式中系数0.5更改为0.25即可。

2 电容和它的应用

在电源中应用相当多种类的电容，输出和输入滤波电容、高频旁路电容、谐振缓冲电容、电磁兼容滤波电容以及振荡定时电容等等。并且每种应用对电容要求不同，使用的电容种类也不同。如果你想完成你的电源设计，你必须在不同地方选择不同的电容。表4列出了电容选择参考。

表4电容的选择指南

2.1 电容的类型

用在电源输出和输入端的最普遍的是电解电容。可以买到不同类型电解电容，但最常应用（最价廉）是铝电解电容,常说的电解电容就是指铝电解电容(CD)。还有鉭电解电容(CA)，有固鉭和液鉭。铝电解有非常多种类，并有你所需要的电压定额和容量（mF，和数百V电压）,但尺寸比较大。

钽电容比铝电容具有好得多的高频特性，但价格贵而且电压限制在100V和容量数百μF以下。中功率电源输入最好选择铝电解电容，而输出低压采用贴片钽电容。当然贴片比插件的容量小而电压低。

定时和高频旁路通常采用陶瓷电容，有瓷介电容和瓷片电容(CC)。容量在几个pF到1μF。还能够买到MLC（多层陶瓷）型电容，多层电容的ESR极低且容量大，容量可达几百μF，可以代替钽电容。

另一类是塑料介质电容，有聚乙烯、涤纶（CL）、聚丙烯(CB)、聚四氟乙烯(CF)、聚碳酸脂等薄膜电容。特别是聚丙烯用于很高的dv/dt电路中，像准谐振变换器和缓冲电路。纸介电容(CZ)高频交流损耗大，一般只用于低频滤波电路。

表5各种电容使用的频率范围

2.2 电容的标准值

不像电阻那样，电容仅有少几个标称值：1.0，1.2，1.5，.8，2.2，2.7，3.3，4.7和6.8等，这主要是因为电容的公差比电阻大。偶尔有5.6和8.2。所以你在计算时间常数或环路补偿时，电容选择一个标称值，然后选择电阻达到你需要的时间常数，这要比用几个电容合成一个特殊值价廉得多。

印刷电路上应用最小电容和最大电阻一样，也有限制。印刷板上两个靠得很近的导体之间的分布电容，可能掩盖了你要接入的电容。所以除非特别小心处理，一般不要用小于22pF以下的电容。

2.4 公差

，证实产品是好的。仔细检查在整个工作温度范围内的误差，某些电容在－40℃时容量损失达80%。色码电阻的容差符号如表4所示

􀀁􀀁􀀁􀀁􀀁􀀁表6 色码电容误差值

2.5 ESR和功率损耗

在电容手册中规定了电容的等效串联电阻(ESR),或者给出规定频率（例如电解电容为120Hz）测试的损耗角tanδ＝ωCRESR。而你将它使用在高频电路中，例如用在100kHz，这时电容的ESR是多少可能使你感到为难。而ESR与频率、温度和电压定额有关。在－25℃几乎是25℃时的3倍。为预测电容的ESR，你必须知道工作频率时相差不大于1个数量级的ESR数据。

例如，一个电源100kHz的电流纹波峰峰值1A，输出电压纹波峰峰值为50mV。变化的电荷量为1A×(1/100kHz)=10μC，要是电容没有ESR，需要电容量为C=Q/U=10μC/50mV=200μF。假定采用两个100μF电解电容。100μF电容室温下典型的ESR为100mΩ。为了将纹波降低到50mV，需要ESR＝50mV/1A＝50mΩ，两个100μF并联获得（这里仅考虑ESR的影响，如果再考虑电容量和ESR一起对纹波电压影响，应当为3个100μF电容并联）。但是在－25℃时一个电容的ESR为300mΩ，实际上需要6个电容。在低温时6个电容50mV，由于电容纹波电压仅17mV，而电阻和电容的压降不同相，所以总的纹波电压大约Upp=[(502+172)]1/2=53mV。显然设计的滤波器很大。高频时ESR比电容量更主要，一般根据允许的纹波电压和预计的ESR选择电容量。

由于ESR存在，在电容充放电电流产生电阻损耗(ESR)I2，引起电容发热，这是影响电容寿命的主要因素。这里电流是有效值。

有资料介绍，就目前生产的铝电解电容在很大电压范围内，大量统计得到常温下ESR×C=50~85×10－6(s)。一般初始计算时取其平均值65×10－6(s)。再根据允许电压纹波选择电容量。选择了电容量以后，再根据电压定额修正ESR值。提供闭环稳定性设计。

2.6 老化

电解电容的电解质干涸而失去容量，这就是电解电容的老化。当容量超出容差范围，判定电容的寿命终止。通常规定电解电容工作温度85℃寿命1000小时和105℃寿命2000小时。很多电子设备的MTBF（Mean Time between Failures）主要由电容的寿命决定。但规定寿命“1000小时”实际上说明电解电容一些问题。如果将电源在高温下运行，或运行许多年，你需要找一个电容至少标定电解电容2000小时，最好5000小时。那么接近老化定额时电容发生了什么？电容容量下降，电源纹波增加，直至电源不满足规范。你等不到1年看到电容的如何损坏，但是加速寿命试验很快显示出电容之间寿命的不同。

电解电容的寿命与温度有关，电容的寿命随温度上升10℃下降1倍，所以85℃寿命2000小时，而在平均温度25℃时寿命为2000×26=128000=16年。这里用的是平均温度，不是最大温度，也不是额定温度。除此之外，你将发现卖不到满足整个寿命规范的电容。

因为电容老化与温度紧密相关，所以电容安装时尽量不要靠近功率器件和发热源，同时通风良好。多个电容安装在一起时，电容之间应当留有空隙。不同外形尺寸的电容间距离为φ40以上>5mm, φ18～35应>3mm，φ6～16为>2mm。

dv/dt

在准谐振变换器中，通常采用不同类型的金属化塑料电容。在这种场合，谐振电流在ESR上损耗很大，这就是电容尺寸的限制因素。而电容用纹波电流来定额，基本上决定于ESR的I2R损耗和封装的散热性能，塑料电容有dv/dt（因为电荷Q=C×V,电流I=dQ/dt＝Cdv/dt）等效定额,为了证实你的电容定额是恰当的，需要在电路中测量。不论是测量通过电容的电流，还是它的dv/dt，取决于电路组态－你需要宽带放大器精确测量dv/dt，但你需要一个测量电流的可能引入不必要电感的环路。总之，要确认你得到你用的电容dv/dt定额。否则电容可能自损坏。

图2 电容串联实际方法

2.7 电容串联

如果不能得到相应电压的电容，是否可以将电容串联？当电容串联时，形成一个分压器。应当用电容量相同的电容器串联。为了均压，在每个电容上并联一个相等的电阻（图2）使得电压平衡。电阻上流过的电流工程上应比电容器的漏电流大5倍以上来选择电阻，以避免漏电流偏差影响均压。

图2 电容串联实际方法

3 输出整流

3.1 肖特基二极管

在输出低压低的变换器中肖特基作为输出整流管是最好的，因为它正向压降低，又没有反向恢复时间，正确吗？虽然它确实正向压降低和没有反向恢复时间，但肖特基二极管在阴极和阳极之间通常有较大的电容。随加在肖特基上电压变化对此电容必然存在充电和放电（当肖特基几乎没有加电压时，电容最大）。这种现象非常像普通二极管的反相恢复电流。视电路不同，也可能其损耗比用一个超快恢复整流管时损耗大得多。

还应当注意此结电容，虽然电荷Q低，仍然可能与电路中杂散电感引起振荡，在某些谐振设计中利用此特性做成软开关。所以与普通二极管一样有必要给肖特基加一个缓冲电路，这样增加了损耗。此外肖特基在高温和它的额定电压下有很大的漏电流。漏电流可能将正激变换器次级短路，这也许就是锗二极管漏电流太大而不用的原因。因为这个缘故，为使反向电流不要太大，只能用到肖特基额定电压的3/4，温度不超过110℃。

高压肖特基与普通二极管正向压降相近。你就没有必要一定要用这样的器件。如果今后技术发展，高压肖特基二极管确实比双极型二极管正向压降低，则另当别论。

3.2 二极管

设计一个12V输出，16A电流，能否用两个10A定额的二极管并联？由于二极管正向压降的负温度系数特性和正向压降的离散性，结果一个电流较大的二极管，损耗加大而温度高，正向压降降低电流继续加大，正反馈，最后导致一个二极管流过全部电流而烧坏，记住了吗？所以虽然能将二极管并联但应当注意热平衡（即确保它们之间最小的热组）。如果用两个分立二极管实际上这样做不会很成功。要是两个二极管做在一个芯片上，具有相同的热和电气特性。可以做到较好均衡。

MOSFET压降具有正温度特性，使得并联容易。

3.3 反向恢复

肖特基没有反向恢复时间，而所有双极型二极管都有反向恢复问题。它是在二极管正向导通电流IF关断时刻，由于少数载流子存储效应不能立即消失，还能在短时间trr=ta+tb(图3)流过反方向（即由阴极到阳极）电流，这个时间trr 叫做反向恢复时间。图3图解了这个异常现象。在ta时间内反向电流上升到最大值，在变压器的漏感和引线等寄生电感中存储能量(图4)，此后（tb），二极管开始截止，迫使电路中电流减少，存储在电感中的能量释放，与相关电路分布电容形成振荡，产生严重的振铃现象，这对变换器效率、电磁兼容造成极大影响。根据反向恢复时间将二极管的分成不同等级（普通整流管、快恢复，超快恢复等等）。高频变换器在输出级峰值电压50V以上总是采用超快恢复二极管，50V以下采用肖特基二极管。输出电压低时采用同步整流MOSFET。同步整流的MOSFET的体二极管恢复速度很慢，通常大约为1μs。它不适宜作为整流管。这就是为什么通常用肖特基与同步整流MOSFET管并联：在MOSFET关断时肖特基流过几乎全部电流，这意味着体二极管不需要反向恢复。

快速二极管损耗小，是否越快越好？但是如果是电网整流二极管用超快恢复二极管不是好主意。问题是快恢复时间产生快速下降沿，引起电磁干扰。在这种情况下，最好还是采用普通的恢复时间5~10μs的整流管。

高电压定额二极管比低电压定额的二极管有更高的正向压降和较长的恢复时间。这就是为什么在满足电路要求的前提下，尽可能选择较低定额的整流管。大电流定额的二极管比小电流有更长的恢复时间，大马拉小车也不是好主意。

图3 双极型二极管反向恢复特性

图4在电流从阳极流向阴极之后，在阳极－阴极之间加反向电压，电流由阴极流向阳极

4 功率晶体管（GTR)

目前使用的功率开关晶体管也称GTR(巨型晶体管），有功率双极型晶体管（BJT）、MOSFET和IGBT。开关电源中功率管主要关心器件的导通电阻（或压降）和开关速度。功率晶体管的导通压降和开关速度都与其电压定额有关。电压定额越高，导通压降越大，开关时间越长。因此，在满足1.2~1.5倍工作电压外，尽可能选择电压低的器件。

4.1 双极型晶体管（BJT）

功率双极型晶体管输出特性有一个以集电极最大电流ICM，集电极最大允许损耗PCM，二次击穿特性Is/b和集电极－发射极击穿电压U(BR)CEO为边界构成的安全工作区（SOA）。不管在瞬态还是在稳态，晶体管电流与电压轨迹都不应当超出安全工作区对应的边界。同时边界限值与温度、脉冲宽度有关，温度升高有些边界还应当降额。

许多小信号BJT二次击穿特性在ICM，PCM，U(BR)CEO为边界的安全区以内。同时小信号BJT没有开关工作规范，列出最大直流集电极电流，但没有与脉冲电流有关的曲线。如果没有给你电流脉冲电流定额，可假定器件能够处理脉冲电流是额定直流的两倍比较合理。如果这是按照保险丝电流来定额，脉冲电流幅值与脉冲持续时间有关；事实上，电流限制是限制局部电流过大。短路时不超过2倍直流电流最安全。

大电流BJT功率管(不包括达林顿)的β一般较低，BJT的β与电流、老化、温度以及电压定额等参数有关。一般取最小β＝5～10。

不要忘了集电极漏电流，每10℃增加1倍。这将引起截止损耗。

为降低晶体管的导通损耗，一般功率管导通时为过饱和状态。但这样增大了存储时间，降低开关了速度。为了减少存储时间，晶体管在关断时一般给B－E极之间加反向电压，抽出基区过剩的载流子。如果施加的反压太大，B－E结将发生反向齐纳击穿。一般硅功率晶体管B－E反向击穿电压为5~6V。为避免击穿电流过大，需用一个电阻限制击穿电流。

为了快速关断晶体管，采用抗饱和电路，如图5。电路中集电极饱和电压Uce=UDb+Ube－UDc。如果UDb＝Ube＝UDc＝0.7V，则Uce=0.7V,使得过大的驱动电流流经集电极，降低晶体管的饱和深度，存储时间减少，关断加快。如果允许晶体管饱和压降大，饱和深度降低，二极管Db可以用两个二极管串联,则晶体管饱和压降大约为1.4V准饱和状态，很小的存储时间，关断时间缩短，但导通损耗加大。

图5 抗饱和电路加速关断

双极型功率管电压电流定额越大，开关速度越慢。例如采用抗饱和等加速开关措施后，U(BR)CEO=450V,50A开关管可以工作在50kHz，损耗可以接受。

4.2 MOSFET晶体管

场效应晶体管有结型和MOS(Metal Oxide Semiconductor)型。功率场效应管一般是MOSFET。而MOSFET还有P沟道和N沟道。较大功率一般不用P沟道，因为与N沟道相同电流和电压定额的管子导通电阻比N沟道大，同时开关速度也比N沟道慢。

MOSFET内部结构源极和漏极对称的，且可以互换的。只要在栅极和源极（漏极）之间加一定正电压（N沟道），就能导通。因此MOSFET也常用于同步整流，它能双向导通电流。

损耗

损耗有三个部分：导通损耗，栅极损耗和开关损耗。

导通损耗MOSFET完全导通时，漏－源之间有一个电阻Ron上的损耗。应当注意手册上导通电阻测试条件，测试时一般栅极驱动电压为15V。如果你的驱动电压小于测试值，导通电阻应比手册大，而且导通损耗P=RonI2也加大。同时你还应当知道导通电阻随温度上升而增加，典型为R(T)=R25×1.007T-25，T－结温。所以如果你要知道实际结温，根据热阻乘以损耗求得结温，再根据新的热态电阻求得损耗，如此反复迭代，直到收敛为止。如果不收敛，损耗功率太大。

栅极损耗为驱动栅极电荷损耗。即栅极电容的充放电损耗，它不是损耗在MOSFET上，而是栅极电阻或驱动电路上。虽然电容与栅极电压是高度非线性关系，手册中给出了栅极达到一定电压Ug的电荷Qg，因此将此电荷驱动栅极的功率为P=QgVf。请注意这里没有系数0.5。要是实际驱动电压和手册对应的电荷规定电压不同，可以这样近似处理，用两个电压比乘以栅极电荷比较合理。要是你的栅极电压比手册规定高的话，这样做最好。但密勒电容电荷是造成计算误差的主要因素。

开关损耗随着MOSFET的交替导通与截止（非谐振），瞬态电压和电流的交越导致功率损耗，称为开关损耗。开关电路中带有电感，电流或电压一般总是同时达到最大时转换，如果电流或电压随时间线性变化，由此可以推导出开关损耗：在断续导通模式中，损耗为P=IpkUpktsfs/2；而在连续模式中，此损耗加倍。这里Upk为MOSFET由导通到截止时漏－源电压（和截止到导通的连续模式）；Ipk为漏极峰值电流；ts为开关过渡时间；fs为开关频率。这就是为什么栅极驱动越“硬”损耗越低。

从损耗的角度希望驱动越硬越好，也就是要求驱动波形的前后沿陡。但因为MOSFET的输入是一个电容，驱动波形越陡，即开关时dUg/dt越大，就意味着必须要求驱动电路提供很大的驱动电流，驱动信号源内阻越小越好。但是开关速度越快，栅极电路微小寄生参数就会兴风作浪，而EMI问题越突出。

总之，MOSFET的总损耗是通态、栅极电荷和开关损耗之和。而总损耗中仅仅是第一和第三项是损耗在MOSFET上的。用这个方法计算损耗，就可以用封装的热阻计算MOSFET是不是过热还是凉的，要是不对，那你肯定算错了。

总之，MOSFET的总损耗是通态、栅极电荷和开关损耗之和。而总损耗中仅仅是第一和第三项是损耗在MOSFET上的。用这个方法计算损耗，就可以用封装的热阻计算MOSFET是不是过热还是凉的，要是不对，那你肯定算错了。

从降低开关损耗的观点要求驱动波形前后沿越陡越好，驱动源是理想电压源。但是，除了带有驱动电路的功率模块以外，栅极驱动电路不可能与栅极连线最短，连线电感是不可避免的。线路电感与输入电容在驱动电压激励下引起严重的振荡，使驱动无法正常工作。为此，一般总在MOSFET栅极串联一个电阻，对振荡阻尼在可接受范围内。但是，电阻的加入破坏了驱动的电源压特性，限制了驱动电流，降低了前后沿陡度，驱动波形前沿出现明显指数上升特性，并在驱动达到MOSFET开启电压UT时，由于漏－栅电容放电的密勒效应造成栅极电压“打折”（图6），加大导通损耗。在关断时，密勒电容的放电效应，使得关断延缓或误导通，增加了关断损耗。因此，栅极电阻不能太大，只要抑制振荡就行。从根本上应当尽量缩短栅极与驱动连接距离。

图6 非理想电压驱动源栅极电压波形

但如果两个MOSFET并联，可能你仍用一个电阻，或许用它原来的一半。不，这样不行，即使有另外限流措施，如磁珠串联，仍必须每个栅极一个电阻。原因是两个MOSFET有各自的栅极电荷和引线电感，形成一个欠阻尼振荡网络，而观察到并联的MOSFET有100MHz振荡！如果用一个数字示波器，并不注意此振荡，你可能看不到它们，但它们引起损耗，当然也引起EMI。栅极电阻主要是用来阻尼栅极振荡。

为了避免振荡，在栅极－源极之间并联一个20V稳压二极管，有人用40V驱动栅极，使栅极电容充电更快地通过开启电压。当达到20V时，箝位二极管击穿保护栅极电压不要超过它的最大值，这样消耗了更大功率。正确的方法是用低输出阻抗的源驱动栅极。要是功率MOSFET导通时间10ns的驱动最好。

功率MOSFET可以工作范围很广，低电压下几十瓦达1MHz以上；数千瓦可达数百kHz。低电压器件导通电阻很小，随电压定额提高，导通电阻随电压增加指数增加。利用这一特性低电压用于同步整流，也可将低电压MOSFET串联在BJT发射极，利用MOSFET的开关速度，利用BJT的电压定额。图7是这种组合的实用的例子。

图7中U为MOSFET和BJT驱动电源。T为BJT的比例驱动电流互感器。PWM信号驱动MOSFET(Tr1)。当MOSFET导通时，导通压降很小，将BJT的发射极接地，驱动电源U通过限流电阻R迫使BJT初始导通，一旦BJT开始导通，设置在BJT集电极的电流互感器T在初级流过电流Ic，在次级正比感应电流经D1注入到BJT基极。一般互感器变比1/n<（1/β）,例如n=1:10,而BJT的最小β＝15。这样互感器注入到BJT的电流产生更大的集电极电流，从而更大的基极电流注入，如此正反馈直至BJT饱和导通。完成导通过程。

图7 MOSFET与BJT组合

如果先将MOSFET关断，首先BJT的发射极电位提高造成BE结反偏，集电极电流减少，互感器初级电流减少，基极电流减少，一旦进入BJT放大区迅速正反馈关断BJT。

大电流低压MOSFET导通电阻非常小，开关速度快；而BJT关断时，承受电压是U(BR)CER。例如，有一个通信电源双路双端正激中采用这种结构。输入电压550V,峰值电流23A电路中应用了60A/50V的MOSFET和70A/700V(U(BR)CER)的BJT功率管。开关频率达50kHz。

高压MOSFET也可与IGBT或BJT并联，驱动MOSFET先开通后关断。因为MOSFET承担了开关过渡时间，BJT或IGBT零电压开通与关断；导通时，高压MOSFET比IGBT或BJT具有更高的压降，负载电流大部分流经IGBT或BJT，只有很少部分通过MOSFET，减少了导通损耗。尽管如此，BJT或IGBT的开关时间仍是限制提高频率的主要因素。

4.3 IGBT

IGBT结构相似于MOSFET与BJT符合管。具有MOSFET的绝缘栅极输入特性－电压驱动和相似BJT的导通压降。但是由于BJT的基极未引出，导通剩余载流子复合时间长，关断时间长－严重拖尾现象；输出管是PNP结构，导通压降一般比NPN结构高。器件电压定额一般500V以上，电流从数十安到数千安。最适宜变频调速和高功率变换。电压电流越大，可工作的频率就越低。

5 光耦

光耦合器简称光耦。它是有发光二极管与光敏晶体管组合而成的，利用光电效应传输信号。它是磁以外又一个提供输入和输出隔离传输信号器件，它比磁元件小而价廉。常用于需要隔离的小信号传输。

光耦合器简称光耦。它是有发光二极管与光敏晶体管组合而成的，利用光电效应传输信号。它是磁以外又一个提供输入和输出隔离传输信号器件，它比磁元件小而价廉。常用于需要隔离的小信号传输。

光耦是半导体器件，它具有半导体器件共有的属性。应用时应当注意如下问题：

1) 传输比：α=Ic/ID。不同的初级二极管电流α是不同的，有非常明显得非线性；

2) 传输比和三极管的β一样，离散性很大，同时传输比也与β一样与温度有关，且比β温度系数大。

3) 如果作为开关，有开关延迟。一般延迟0.2~1μs。如果是光敏晶体管与三极管复合提高传输比的器件，延迟可达3~5μs.

4) 次级输出管存在暗电流，而且与温度有关。

5) 在高压应用时，应当注意隔离电压定额。

6 运算放大器

运算放大器简称运放。在学校中讲到模拟技术基础中运算放大器时，很少学生愿意花一点时间去理解运放的参数。运放参数很多，在开关电源中影响运放性能的主要参数有输入失调、增益、增益带宽、相移和摆率等等。不管你是否运用运放，但你应当熟悉这些参数。

6.1 输入失调电压Uos

图8所示增益为11的同相比例放大器（为讨论方便，输入接地，但失调的影响应当精确与加入输入端电压时相同）。因为输入端是接地的，我们可能真以为它的输入也是零伏电压。但LM2902具有典型的失调电压为2mV（如果不特别说明可能是正，也可能是负）。因此即使没有输入信号，同相端将实际存在2mV输入（正或负）。当然，如果用在反相放大器，同样的情况也会出现在反相端。此2mV好象外部的输入信号一样在输出端将有22mV输出。此信号与有用信号叠加，如果在同相端引入100mV信号，它的输出可能是100×11+0.022=1.122V,也可能是1－0.022=1.078V。很明显，此值与所用的电阻绝对值无关，只与电阻比值（增益)有关。因此失调电压只在象电流检测mV级小信号放大和需要高增益时才显得特别重要。

图8 输入失调电压

6.2 输入偏置电流

因为运放输入级是一个差动放大器，如果是由双极型晶体管构成，每个晶体管必然有一个偏置电流，它是流入两个输入端的相同基极偏置电流。LM2902典型的偏置电流Ib=90nA。如果图8运放两个输入端具有相同的输入端电阻100k//10k＝9.1k，对电路没有任何影响。但是如果同相端不是9.1k接地，而是19.1k接地，于是输入电阻有10k差值，引起直流偏差电压为90×10=900μV，再乘以增益10，引起输出9mV的误差，与失调电压引起的误差可以比较。这就是为什么在两个输入端要用相同电阻的理由。

6.3 失调电流Ios

两个偏置电流之差就是失调电流（可以想象偏置电流是共模电流，而失调电流为差模电流）。仍用图8说明失调电流对放大器的影响。与失调电压十分相似。因为运放输入阻抗不是无穷大，加一个电压在输入端，从源流进很小差值电流。如LM2902典型电流为5nA。这意味着同相端（或反相端）有5nA（正或负）电流流入，是两输入端电流差。在图示情况，在电阻9.1k上流过5nA电流，同相端看进去电压为U=5nA×9.1k=45.5μV（也可以是－45.5μV）。如果增益为10,在输出端有455μV输出，这将与输入失调电压相加。可见,如果输入电阻（源电阻和外接电阻）较小时，输入失调电压引起的误差比失调电流更重要；如果源电阻大时，失调电流引起的误差比失调电压更重要。

6.4 减少失调影响的措施

由于失调引起的总误差为

V=[Vos+(Ios×△R)+（Ib×△R）]×G

式中G－放大器增益；R－两个输入电阻的平均值；ΔR－两个电阻差。造成失调误差包括3各部分：

a.为限制Ios的影响，应尽量减小运放的输入电阻。但是，反馈电阻受运放输出电流限制，普通运放一般为±5～7mA，如果在你使用的电压范围超过最大电流，运放饱和进入非线性区，输入电阻不能太小。同时，反相运算时，电阻小意味着向信号源抽取更大的电流。当信号源内阻较大时，降低了放大器增益。

b.确认输入端电阻对称以消除Ib影响。

c.选择恰当地运放，使Uos最小。遗憾的是，低Uos的运放较高的工作电流，低的带宽，或两者都小。在工程上，给定运用场合在两者之间折衷。

6.5 大电阻限制

如果希望运放很大增益，你可能运用图9这样坏例子。假定采用的运放在运用场合有适当地增益带宽（可能这是不真实的，请看下面）－你真的能得到1000增益？可能不是。麻烦不是运放，而是电阻，你把它们安装在PCB上。由于各种原因，它们的漏电流可能超过了流过10MΩ的电流量，很低的电阻将其分流。所以通常使用电阻如果没有事先规定的话，一般不超过1MΩ。可以将电阻减少到10kΩ，输入电阻减少到1kΩ。也可用图10电路代替。

图9工作不好的电路

图10 增益为1000的实际电路

图10原理如下：假设在同相端输入端加10mV，迫使反相端建立10mV（在计算中不考虑失调）。10mV加在10kΩ上，流过1μA电流，此电流通过90kΩ流到A点，在90kΩ上产生1μA×90kΩ＝90mV，此电压加上反相端电压10＋90＝100mV。A点100mV电压，意味着1kΩ电阻上有100μA电流流过。这个电流（加上1μA）必须由运放输出端经98kΩ流出，所以压降为98k×101＝9.9V。输出电压加上A点电压100mV（0.1V），总输出电压为10V。增益为10V/10mV＝1000。在这个电路中没有一个电阻大于100kΩ。

6.6 增益带宽积

如果用一个运放构成增益为10的放大器。用来放大正弦波信号（先不考虑摆率问题），不断增加正弦波的频率。在某个频率，运放的增益开始下降，运放的输出不再大于输入10倍。进一步增加频率，在某个频率，放大器的输出幅度将与输入相同。这个频率与外部用来建立增益的元件无关，称为运放的增益带宽。也称增益带宽积。

当用运放作为电源的误差放大器时，你应当注意这个参数出现在何处。例如，计算闭环控制结果时，在闭环设计一章详细讨论，可能在接近频率20kHz需要增益300。运放做成增益300也不坏，大多数运放在20kHz工作的很好。遗憾的是两个参数在一起意味着运放必须具有带宽300×20kHz＝6MHz带宽，这可能超过包括典型PWM芯片在内的所有运放的增益带宽。由于变换器带宽达到数十kHz这个成了十分注目的问题。在误差放大器中具有不恰当的带宽的特性，即使通过校正回路补偿，还可能引起变换器象不稳定等麻烦。

6.7 相位移

要是超过普通运放的增益带宽积，还有另外一个问题。随着注入运放的正弦波信号频率增加，输出信号产生与输入信号之间有些相位移。要是此运放用作变换器的误差放大器，这种传输附加的相位移减少了相位裕度，即使通过适当地校正，还会引起环路的不稳定。很少制造厂给出运放的相频特性。相位移取决于运放的内部结构。一般高增益带宽的运放在给定频率比低增益带宽的运放相位移大。事实上，决定一个运放在特定应用是否超过相位移的实际方法就是测量运放。

6.8 摆率

如果给运放一个阶跃信号，运放输出由一个输出电平跳到另一个电平变化速率称为摆率。在讨论增益带宽积的增益为10倍的运放时，假定输入信号幅度很小。如果输入电压由零变为1V，那么输出也将由零变为10Vpp。如果输入信号频率为200kHz，1/4周期达到峰值，即0.25×1/200kHz＝1.25μs，这意味着运放至少需要摆率为10V/1.25μs=8V/μs，对于普通的运放，特别是低功率器件，不可能有这样高的摆率。例如μA741摆率仅1V/μs。什么时候此参数显得重要？在变换器闭环设计中高带宽变换器中，如果一个变换器小信号稳定使不够的，它也必须恰当的瞬态相应。当瞬态出现时，误差放大器输出电平应跟着迅速改变。如果运放不具有这种变化的摆率，你将发现你的变换器是如此之慢。

总之，用作误差放大器的增益带宽积、相位移关系到变换器的小信号性能，摆率关系到大信号、瞬态特性。

7 比较器

比较器有单门限比较器和双门限比较器。单门限比较器一般用于波形变换电路。双门限比较器主要用于变换的保护电路。

7.1 迟滞

双门限比较器也称为迟滞比较器。比较器的失调、偏置与运放精确相同。但比较器输出是唯一的：要么高电平，要么低电平，不会在它们之间。（一般不要将运放作为比较器，更不要把比较器作为放大器）。实际上，因为比较器是一个实际器件，有时，它在两种状态之间振荡，有时振荡频率很高，这种现象是比较器没有迟滞。

例子：对于小的迟滞，很容易知道迟滞大小。图11电路，因为1k/100k＝0.01，迟滞量是参考电压的1%。

图11 双门限比较器的迟滞

7.2 输出饱和电压

比较器另一个独有的概念是当它输出低电平时，通常不为零。比较器LM139手册指出，如果灌电流为6mA，规定低电平为0.6V。所以当设计迟滞时，要检查输出多大灌电流。如果大于1mA，你需要决定包含饱和电压的迟滞电阻值。

如果比较器驱动NPN晶体管，饱和电压也是重要的数值。在低电平0.7V足以驱动NPN晶体管BE极使晶体管导通，所以不能用比较器直接驱动一个双极型晶体管！为此，你需要一个阻断二极管和一个下拉基极电阻。图12示出这种即使在最坏情况下避免晶体管误导通电路。当比较器拉向低电平时，即使仅700mV，二极管导通，抵消运放饱和电压，保持晶体管截止。电阻10k是需要的，仅加二极管，否则基极悬浮，而且可以流过部分漏电流。